RH PA 0.9 - erään audiopäätteen anatomia

Tulipa aikanaan suunniteltua tällainenkin ja ajattelin että turha sitä on jättää tuonne mapin väliin pölyttymään enää pidemmäksi aikaa. Niinpä julkaisen vahvistimen kytkentäkaavion tässä ja jos kiinnostusta on niin kerron yksityiskohtaisesti miten laite toimii ja miten ko. topologiaan on päädytty.

HUOM: Tässä postauksessa oleva kytkentä ei toimi! Tai toimii kyllä pienehköillä voimakkuuksilla mutta kovemmilla tehoilla lepovirta lähtee keulimaan ja toimintasavu poistuu päätekivistä näyttävästi paukahtaen. Siksi versiokin on 0.9... Vika on kylläkin helposti korjattavissa ja ongelma on vertikaalifettien Vgs lämpötilariippuvuus sekä se että nuorena opiskelijana kuvittelin voivani jotenkin kiertää em. ominaisuuden - mikä onnistui vain osittain. Tästä tarkemmin myöhemmin.

Suunnittelukriteereinä oli aikoinaan nämä:

• Vähintään riittävä teho 4 ja 8 ohm kaiuttimiin
• AB-luokan toiminta A-luokan äänenlaadulla
• SR ( = Slew Rate eli nousunopeus) pitää olla niin suuri ettei audiosignaali pysty ajamaan vahvistinta slew-tilaan edes maksimiteholla
• Olematon kohina ja hurina

Lähteinä suunnitteluvaiheessa käytin paitsi Elektor -lehdessä julkaistuja Crescendo- ja Mini-Crescendo -vahvistimia ja muita vastaavia rakennusohjeita, myös Tapio Köykän ja Matti Otalan kirjoituksia alan lehdissä. Otalan HK Citation XX on yksi hienoimpia koskaan suunniteltuja transistorivahvistimia ainakin minun mielestäni.

Vahvistin koostuu karkeasti ottaen kolmesta asteesta:

1. Differentiaalinen ottoaste jossa tapahtuu myös osa jännitevahvistuksesta
2. Kaskadikytketty nopea jännitevahvistusaste
3. Power-Feteistä koostuva virtavahvistusaste (joka vaatii uudelleensuunnittelua)

Jatkoa seuraa...

Lähdetään purkamaan kytkentää vasemmalta oikealle, inputista outputtiin.

Ensimmäisessä kuvassa on merkitty keltaisella varsin tavanomaisen näköinen differentiaalinen input-aste. Vasemmalla on ei-invertoiva tulo ja oikealla invertoiva johon tulee koko vahvistimen globaali takaisinkytkentä. Tämä osa inputista poikkeaa valtavirrasta oikeastaan vain siinä että ottotransistoreille löytyy vastaavat peilikuvat maatason alapuolelta eli aste on täyssymmetrinen. Täyssymmetrisyys jatkuu tässä vahvistimessa otosta kaiutinantoon ja siitä on montakin etua joista tärkeimmät alla:

• Symmetria kumoaa osan särökomponenteista eli linearisoi vahvistinta
• Symmetria GND:n suhteen parantaa myös käyttöjännitteen häiriövaimennusta (PSRR)

Keltaisella erotettu aste toimisi jo sellaisenaan jos sille lisätään kollektorivastukset ja toimintapisteen määräävät vastukset tms. emitteripiireihin. Vahvistin on kuitenkin hieman tätä hienostuneempi. Kollektoripiireissä (toisen kuvan punaiset neliöt) on tavanomaista enemmän tavaraa, vastukset on korvattu transistoreilla joiden kannat ovat zenerillä vakavoidussa vakiojännitteessä. Normaalit kollektorivastukset löytyvät sitten näiden kollektoreilta.

Kolmannessa kuvassa on merkitty oransseilla neliöillä rakenteet jotka itseasiassa toimivat eräänlaisina supertransistoreina. Jos katsotaan ylempää puoliskoa, alempi transistori toimii pelkästää virtavahvistimena koska sen kollektorijännite ei juuri muutu, ainoastaan virta vaihtelee kannalle tulevan ohjauksen mukaan. Ylempi transistori taas toimii pelkästään jännitevahvistimena joka on nopea siksi että kanta on kytketty mataimpedanssiseen DC-jännitelähteeseen. Kummankin transistorin kohdalla vältetään ongelma joka hidastaa tavallisen transistorin toimintaa huomattavasti eli kollektorin ja kannan välisen ns. Miller-kondensaattorin vaikutus. Se toki on siellä mutta alemmassa transistorissa se vaikuttaa kuten mikä tahansa kannalla oleva kapasitanssi koska kollektorijännite ei työskentele konkan välityksellä kantaa vastaan. Ylemmässä kanta taas on paikoillaan eli em. konkka tuntuu vain kollektorilla.

Tällainen supertransistori eli kaskadi on erittäin nopea ja tavallista transistoria lineaarisempi. Koko asteen vahvistus määräytyy tavalliseen tapaan kollektorivastuksen ja emitterivastuksen suhteesta joka tässä on 4.64k / 178 Ohm. vahvistus ei siis ole kovin suuri, n. 30 (tarkemmin 26,1) mikä on murto-osa kaskadin vahvistuksesta. Toisin sanoen ottoasteessa on voimakas paikallinen takaisinkytkentä.

Seuraavaksi enemmän tuloasteen toimintapisteestä.

Mielenkiintoinen avaus

Olipa todella mielenkiintoinen avaus tällä DIY-palstalla. Hyvälaatuiset vahvistinkytkennät ovat aina minua kiinnostaneet, ja siksi pitää tätäkin avausta heti kommentoida, vaikka ensisijaisesti pitää kirjoitella niitä kaapelijuttuja. Jos asia on oikein kiinnostava, niin silloin on kai oikeutettua huudella vähän "vieraisiinkin pöytiin".

Kun katselen audiolaitteiden kytkentäkaavioita, niin aina kiinnitän huomioni siihen, miten paljon dirfferentiaaliasteita on laitteessa käytetty. Differentiaaliaste ei ole juuri sen kalliimpi kuin tavallinenkaan vahvistinaste, mutta se on toiminnaltaan lähes joka suhteessa tavallista vahvistinastetta parempi. Aika mielelläni minä käytän myös kaskadiastetta, koska sillä saadaan helposti ideaalinen toiminta suuremmilla taajuuksilla. Yksi transistori vaaditaan kyllä lisää, mutta eihan se mahdottomasti maksa.

Katselin vähän aikaa ihan ajatuksen kanssa kytkentäkaaviota, mutta en vielä sen perusteella pysty sanomaan, miksi tehoasteen puolijohteet räjähtelevät, jos aletaan luukuttaa oikein kunnolla. En oikein usko lepovirran lämpöryömintään, vaan käsitykseni mukaan suurin ongelma on liian pitkässä takaisinkytkentälenkissä. Pienillä tehotasoilla vahvistin pysyy kyllä kuosissa, koska takaisinkytkentälenkki toimii koko ajan kontrollissa ja se on silloin stabiilissa olotilassa. Kun vahvistinta luukutetaan enemmän, niin silloin vahvistin alkaa piikeissä yliohjautua (leikkaa), jolloin takaisinkytkentäketju hetkellisesti katkeaa ja putoaa pois kontrollista. Tehoaste voi siinä tilanteessa saada liiallisen ohjauksen. Kun taas palataan takaisin ohjausalueelle, niin takaisinytkentälenkki palaa jollakin viiveellä normaaliin stabiiliin tilaan, mutta näissä epänormaaleissa siirtymäväiheissa voivat tehopuolijohteet ohjautua johtamaan vaikka samanaikaisesti. Tässä tilanteessa + ja - virtalähteet oikosulkeutuvat hetkellisti tehopuolijohteiden kautta, jolloin kuuluu poksahdus.

Vastaavaan ilmiöön olen törmännyt testatessani kerran 3 kW taajuusmuuttajaa sähkömoottorikäytössä. Kesken testien kuului mahdoton pamaus, ja samalla sähkökeskuksesta paloivat 35 A kahvasulakkeet. Tämä 3-vaiheiseen sähkönsyöttöön kytketty laiten meni hetkessä täysin oikosulkuun, koska kaikki IGBT-puolijohteen pamahtivat kerralla. Tämä taajuusmuuttaja oli rakenteeltaan sellainen, että sisääntuleva 3-vaihesähkö tasasuunnattiin ensin + ja - tasajännitteiksi, jonka jälkeen IGBT-puolijohteilla hakattiin tasajännitteistä sopivan taajuinen ja sopivan suuruinen jännite sähkömoottorille. Taajuusmuuttajan toimittanut kaveri sanoi, että laitteessa oli tapahtunut ns. läpisyttyminen eli + ja - jännitekiskot olivat oikosulkeutuneet IGBT-puolijohteiden kautta, koska jonkin virhetoiminnon vuoksi puolijohteet olivat alkaneet johtaa samanaikaisesti.

En ollenkaan väitä sitä, että vahvistimessasi olisi tapahtunut vastaava läpisyttyminen, sillä en ole mitannut vahvistimesi toimintaa oskilloskoopilla. Jos haluat päästä tutkimuksissasi eteenpäin, niin viisainta olisi tarkastella takaisinkytkentälenkin käyttäytymistä silloin, kun vaivistin menee leikkaustilaan tai palaa sieltä normaalitilaan. Ehkä jonkinlasia suojavasuksia pitäisi ensin laittaa tehopuolijohteiden kanssa sarjaan, jotta jokaisen leikkaukseenmenon jälkeen ei kuuluisi äänekkäitä poksahduksia.

Mittausterveisin
Kalervo Kuikka


PS. Minulla voisi olla muutamia korjausehdotuksia vahvistimeesi. Voitaisiinko jatkaa keskustelua näistä nippelihommista vaikka yksityisviesteillä, kunhan kaapelivääntö saadaan ensin päätökseen.

Hei Risto
Kun IRF530/ IRF9540 Vdsmax on 100V ja käyttöjännitteet +-50V ... itse en ole uskaltanut noin lähelle mitoittaa... jätän vähintään 30% varaa eli tuossa ottaisin 150V fetit... ehkä asia ratkesikin jo kimppatilauksessa.
Täydellä teholla se fetti joka ei tee työtä näkee tässä kytkennässä juurikin tuon 100V joka on max Vds.
Noissa kaskadiasteissa tämmöisellä tavallisella lampunvaihtajalla sitten riittää hetkeksi tuumimista ... kuinka esim. hallitaan niiden jännitevahvistusta paikallisesti ja miten saadaan sitten laskettua koko kytkennän jännitevahvistus ilman globaalia vastakytkentää.

Hienoa että tähänkin ketjuun saadaan hyviä kommentteja!

Vastailen tarkemmin Kalervon hyviä ajatuksia sisältävään postaukseen hieman myöhemmin sillä vastaus vaatii kunnon perustelut ja muutenkin tarkoitukseni oli puuttua pääteasteeseen ja sen ongelmiin vasta lopuksi. Sanon kuitenkin lyhyesti tässä vaiheessa että postaamani kytkentäkaavio on jo hieman parannettu versio jossa päätekivien biasoinnin lämpötilakäyttäytymistä on parannettu ensimmäisestä eli siitä joka vaikeni testissä savumerkkien kera. Isoin ero on että 1. versiossa päätefettien biasointipiiri eli kytkennän osa joka on positiivisen ja negatiivisen puolen hilojen välillä, oli ensinnäkin termisesti täysin irrallaan päätefeteistä ja kaikenlisäksi tehty tavallisella bipolaaritransistorilla jonka lämpötilakäyttäytyminen eroaa paljon power-fettien käytöksestä. Ja tässähän oli käytetty vertikaalifettejä joiden Vgs/Id -käytös lämpötilan suhteen on hyvin erilainen lateraalifetteihin verrattuna. Seurauksena oli päätefettien lämpöryntäys jo hyvin matalalla tehotasolla, arviolta watti tai pari eikä vielä siis oltu lähelläkään leikkautumista. Toisena seurauksena oli opiskelijalle hyödyllinen oppimiskokemus kun oli pakko opetella lukemaan ja ymmärtämään datalehtien lämpötilakäppyröitä. Tämä parannettu versio ehkä voisi jopa toimia järkevillä kuunteluvoimakkuuksilla mutta täyttä tehoa se ei kestäisi, siitä olen varma.

Uffe, hyvin havaittu. Olet oikeassa että fetit olisi laitettu tässä joka tapauksessa hieman liian koville. Opiskelijana tätä suunnitellessa kyllä ymmärsin että läheltä liippaa mutta luotin liiaksi siihen että mistään ei muka voisi tulla esim. jonkin ulkoisen induktanssin aiheuttamia jännitepiikkejä. Jotkut 140 V kestävät fetit olisivat olleet paljon varmempi valinta.

Kaskadiasteen vahvistus voidaan määrätä aivan samaan tapaan kuin yksitransistorisen yhteisemitterikytketyn vahvistinasteen eli kollektori- ja emitterivastusten suhteella. Ylimääräinen hankaluus kaskadiasteessa on se että tarvitaan enemmän komponentteja ja se että kaskaditransistorin kantajännite pitää mitoittaa oikein jotta se pelaa yhteen koko asteen DC-toimintapisteen kanssa ja samalla outputilla on tilaa toimia leikkautumatta myös vahvistimen maksimiteholla.

Jatkan vielä vähän ottoasteesta

Liitekuvassa on vihreällä ympyröity kahdesta transistorista ja vastuksesta koostuvat virtageneraattorit. Nämä asettavat differentiaaliparien kokonaisvirraksi 850 uA huoneenlämmmössä ja ne on muun kytkennän tapaan peilattu GND:n suhteen. Jos haluttaisiin säästää, virtageneraattorit voitaisiin korvata tavallisilla vastuksilla ja pääte toimisi edelleen mutta häiriönsieto syöttöjännitteiden suhteen (PSRR) huononisi reippaasti. Virtageneraattori pitää virran vakiona vaikka jännite sen outputissa vaihtelisi paljonkin eli syöttöjännitteiden häiriö ei siirry juuri ollenkaan hyötysignaaliin kun taas pelkän vastuksen kanssa häiriö siirtyy jotakuinkin em. vastuksen ja asteen kollektorivastuksien suhteessa hyötysignaaliin. Lisäksi virtageneraattori linearisoi differentiaaliastetta entisestään koska ottosignaali ei pääse vaikuttamaan kokonaistoimintapisteeseen vaikka differentiaaliparit eivät olisi täydellisesti sovitettuja. Virtagenis siis asettaa myös ottoasteen DC-toimintapisteen yhdessä 4.64 k kollektorivastusten kanssa.

Tällainen kaksitransistorinen kytkentä on jo aika lähellä ideaalista virtageneraattoria eli sen lähtöimpedanssi on erittäin korkea. Puutteena on se että sen virta on samassa suhteessa lämpötilariippuva kuin tavallisen transistorin kanta-emitteriliitos. Tässä tapauksessa ongelma ei ole iso mutta vaatii sen verran ajatusta että varmistetaan toimintapisteen pysyminen hyvällä alueella koko järkevällä käyttölämpötila-alueella. Ts. differentiaaliasteen lähtösignaali ei saa joutua lähelle leikkautumista täydellä teholla vaikka vahvistimen lämpötila vaihtelisi melko paljonkin. On olemassa kikkoja joilla lämpötilariippuvuutta saadaan tasoitettua; esim. sopivan LEDin käyttö virtageneraattorin osana tai NTC-vastuksen käyttö osana kriittistä asetusvastusta (tässä R19, R24). Aikanaan en katsonut tätä tarpeelliseksi mutta ehkä nyt on syytä tehdä tarkistus - en pitäisi suurenakaan ihmeenä jos opiskelijalta olisi jäänyt tässäkin kohtaa jotain huomaamatta...

PS. Tästä on olemassa vanhat muistiinpanot jotka yritän kaivaa esiin jostain. Tein nimittäin tämän suunnittelun pohjalta erikoistyön TKK:n sovelletun elektroniikan labraan jos muistan oikein ja sen labratyön dokumentti on tallessa. Jossain. Mukava tarkistaa, mitä silloin ajattelin ja mitkä olivat tarkat perustelut valintojen takana.

Kalervo, kiitos tarjouksesta. Minulla on itsellänikin aika hyvä visio miten tämä saadaan toimimaan eikä se vaadi kovinkaan isoa remonttia. Katsotaan sitten kun olen päässyt sepustuksessani loppuun asti, olivatko ajatukset samansuuntaisia. Veikkaan että takaisinkytkennän suhteen saatamme olla lievästi eri linjoilla mutta muuten ei välttämättä niinkään. Eli parannusehdotukset ovat ehdottomasti tervetulleita mutta en välttämättä lupaa hyödyntää kaikkia suoraan.

Risto_H sanoi:

Kalervo, kiitos tarjouksesta. Minulla on itsellänikin aika hyvä visio miten tämä saadaan toimimaan eikä se vaadi kovinkaan isoa remonttia. Katsotaan sitten kun olen päässyt sepustuksessani loppuun asti, olivatko ajatukset samansuuntaisia. Veikkaan että takaisinkytkennän suhteen saatamme olla lievästi eri linjoilla mutta muuten ei välttämättä niinkään. Eli parannusehdotukset ovat ehdottomasti tervetulleita mutta en välttämättä lupaa hyödyntää kaikkia suoraan.

Napsauta laajentaaksesi...

Yksi vanha idea

Noin 20 vuotta sitten suoritin muutamia kokeiluja pientaajuusvahvistimella, jossa takaisinkytkentälenkin katkeaminen yliohjaustilanteissa oli tehokkasasti estetty. Kokeilun johtoajatuksena oli se, että vahvistinta voitaisiin luukuttaa huolettomasti leikkausalueelle asti, ja siitäkin huolimatta takaisinkytkentälenkki pysyi koko ajan stabiilissa tilassa eli vahvistin palasi täysin normaaliin toimintaan heti leikkauksen loputtua. En ole kuitenkaan kokeillut menetelmän toimintaa oikein tehokkaalla vahvistimella, sillä aika on kulunut muissa puuhasteluissa. Minulla on nyt tunne, että saattaisit olla tästä lisäpiiristä paljon kiinnostuneempi kuin minä, joten siksi haluaisin asiasta hieman keskustella nykyisen kaapelikeskustelun jälkeen.

Mittausterveisin
Kalervo Kuikka

Tuollaista vakivirtageneraattoria en ole ennen nähnyt/tehnyt joten piti tutustua. Hyllystä löytyi BC550C jotka liimasin sen verran massiviseen alumiinimöhkäleeseen että sain lämpötilaa muutettua hallitusti. Samaan alumiiniin liimasin TMP36GZ lämpöanturin.
Emitterivastuksen laitoin 750 ohm kuten kuvassa ja kantavastuksen pudotin lukemaan 27k jotta kantavirta pysyisi 24V jännitteellä suunnilleen samoissa kun se on Riston kytkennässä. Mikroampeerit mittasin kollektorilta Fluke 77:lla yhden kilo-ohmin vastuksen yli.
Lämmitin alumiinikappaleen hieman yli 120 C lämpötilaan ja annoin sen vapaasti jäähtyä ottaen samalla lukemia. Virta/lämpötilalukemat; 110C 640uA ... 100C 659uA ... 90C 687uA ... 80C 706uA ... 70C 729uA ... 60C 753uA ... 50C 779uA ... 40C 801uA ... 30C 822uA ... 20C 843uA. Näin siis kun vakiovirtageneraattorin transistorit ovat "liimattu yhteen" ja samassa lämpötilassa.

Kyllä, ihan mielelläni katson mitä olet kehitellyt takaisinkytkennän stabiloimiseksi. Aihe on oleellisen tärkeä äänenlaadun kannalta.

Otalakin kiinnitti huomiota samaan asiaan aikoinaan ja minusta hän on oikeassa. Hän tosin keskittyi jännitevahvistusasteen nopeuteen ja kun se suunnitellaan oikein niin vältetään keskeismodulaatiosäröt jotka johtuvat takaisinkytkennän katkeamisesta transienttitilanteissa eli esim. voimakkailla iskuäänilla vaikka ei oltaisi edes lähellä vahvistimen leikkausrajaa. Toiminta leikkausrajan tuntumassa on sitten hieman eri asia vaikka yhtäläisyyksiäkin löytyy ja ongelmat voidaan korjata osin samoilla lääkkeillä.

Leikkausrajalla toiminta voi pahimmillaan aiheuttaa vaiheen kääntymisen äkisti 180 astetta mikä ei ole lainkaan hyvä juttu... Saattaa lähteä alkkarit ja diskantit vaihtoon. En tiedä, onko tällä tavalla käyttäytyviä audiopäätteitä koskaan tehty mutta opareita on ja sattuneesta syystä ne eivät ole enää kovin suosittuja. Monen uuden oparin datalehdessä muistetaan vieläkin mainita "No phase reversal". Tavoitteena suunnittelussa pitääkin olla että vaiheenkääntöä ei tapahdu ja leikkaustilasta poistuminen tapahtuu hallitusti ja nopeasti niin että leikkautuminen on siistiä ilman ylimääräisiä värähtelyjä tai overshootteja. Putkivahvistimista tykätään usein osittain siitä syystä että ne tuppaavat leikkaamaan "pehmeästi" eli särö lisääntyy pikkuhiljaa eikä signaalin huippu muutu kuin veitsellä leikaten vaan pikemminkin kompressoituu.

Saas nähdä mitä tästäkin seuraa... Käyn nyt ensin vahvistimen toiminnan läpi ja esitän omat parannusideani. Jospa innostun asiasta tarpeeksi että rakennan vahvistimen valmiiksi. Uudet päätefetit minulla sattuu nyt jo olemaan, Uffen ehdottaman yhteishankinnan ansiosta.

Uffe, aika lähellä tuon virtageniksen toiminta näyttää olevan aikoinaan itse mittaamaani ja simuloimaani. Tarkistan vielä muistiinpanoista mitä olin ajatellut lämpötila-alueeksi, ehkäpä vain +5 C ... +55 C tai jotain sen suuntaista. Kun sinulla on nyt kytkentä valmiina niin kokeile huviksesi kuinka hyvin virta pysyy vakiona kun outputissa olevaa jännitettä muutetaan.

Ihan harjoituksen vuoksi voisi kokeilla millaisella NTC:llä tuon saisi stabiloitua lämpötilan suhteen vakaammaksi. Piiriin tulisi 750 Ohm vastuksen tilalle joku hieman isompi vastus jonka rinnalle tulee sitten NTC:n ja komannen vastuksen sarjakytkentä. Jos nämä mitoitetaan sopivasti, saadaan huoneenlämmössä sama n. 850 uA ja lähes vakiovirta siitä ylöspäin vaikkapa +60 C asti. Linearisointia ei saa täydelliseksi mutta ei tarvitsekaan.

Virtageneraattorin parantelua

Olisin voinut simuloidakin LTSpicellä mutta otin nyt Uffen mittaamat arvot suoraan ja extrapoloin 0 C asti alaspäin. Alla kuva lähtötilanteesta 750 Ohm emitterivastuksella. Tästä nähdään että käytös on hyvinkin lineaarista ja vastaa suoraan oppikirjatietoa mitä piitransistorin PN-liitoksen käytöksestä on sanottu. Yleisesti hyvänä nyrkkisääntönä pidetään että liitosjännite johtavassa tilassa tippuu 2 mV / C.

Kaivelin netistä esiin NTC-vastuksille pätevän yleisen resistanssin laskentakaavan. Resistanssin laskemista varten tarvitaan kaksi arvoa:

• NTC:n referenssiarvo joka on sen resistanssi 25 C lämpötilassa
• NTC:n Beta joka kuvaa vastuksen lämpötilakäyttäytymisen jyrkkyyttä. Näitä on muutama yleisesti käytetty.

10 k NTC on lähestulkoon yleisin arvo ja ihan randomisti nappasin esimerkiksi vastuksen jonka Beta = 3550. 3590 (B25/50) olisi ehkä ollut parempi valinta kun sellaisia löytyy paljon runsaammin esim. DigiKeystä mutta ero on toisaalta niin pieni, ettei se vaikuta paljoakaan.

En jaksanut alkaa tehdä sen syvällisempää analyysiä tai yleispätevää mitoitusalgoritmia joten aloin kokeilla Excelissä yrityksen ja erehdyksen menetelmällä pyrkimällä emitterivastukseen joka lämpötilan muuttuessa antaisi aina n. 850 uA virran. Muutaman iteraatiokierroksen jälkeen sopivat vastusarvot löytyivätkin standardiarvoista. Jos käytös oli liian jyrkkä, suurensin NTC:n kanssa sarjaankytkettyä vastusta ja säädin näiden rinnalla olevaa perusvastusta seuraavaan E48 sarjan standardiarvoon jotta päästiin 25 C lämpötilassa n. 750 Ohmiin. Kytkentä on yksinkertaisesti seuraava:

750 Ohm vastuksen tilalla on 787 Ohm vastus jonka rinnalle on kytketty em. 10 k NTC ja sen kanssa sarjaan 1500 ohm vastus. Toinen kuva esittää näin linearisoidun virtageneraattorin käytöstä. Ts. aika helpolla virtageniksestä saa oikein hyvän ja riittävän stabiilin lämpötilan suhteen.

PS. Tähän käsiteltävänä olevaan vahvistimeen kompensointia ei tosiaan tarvita kunhan varmistaa että ottoaste pysyy hyvällä toiminta-alueella. Ottoasteen ja jännitevahvistusasteen lämpötilakertoimet näyttäisivät nimittäin kumoavan suurelta osin toisensa jännitevahvistusasteessa.

Jännitevahvistusaste

Liitekuvissa on merkitty itse jännitevahvistusaste ja sen inputissa oleva emitteriseuraaja joka toimii bufferina differentiaaliasteen ja varsinaisen jännitevahvistusasteen välillä. Yritin ensin tehdä kytkentäää ilman bufferia mutta differentiaaliasteen 4,64 k lähtöimpedanssi ei yksinkertaisesti jaksanut ajaa jännitevahvistusasteen transistorin kantaa tarpeeksi jämäkästi. Siitä siis bufferiaste. Se toimii n. 2 mA kollektorivirralla ja saa 15 V käyttöjännitteen yksinkertaisesta zener-vakavointipiiristä. Emitterivirrasta merkittävä osa kulkee jännitevahvistusasteen kannan kautta joten 1 k emitterivastuksessa ei ole 2 V jännitettä vaan vajaat 1,5 V. Jänitevahvistus tässä on 1 joten se ei lisää avoimen silmukan jännitevahvistusta lainkaan. Ja tuttuun tapaan koko homma on GND:n suhteen symmetrinen.

Kaskadirakenteinen jännitevahvistusaste on ehkä koko kytkennän tärkein osa. Tässä tapauksessa kaskadin alaosa on tavallinen mutta ottoasteeseen verrattuna hieman tehokkaampi transistori. Kaskadin yläosa taas on vertikaalifetti jonka hila on hieman yli 8,2 V vakiojännitteessä - joka jälleen tehdään yksinkertaisella zenerkytkennällä. Aste toimii A-luokassa n. 75 mA lepovirralla joka määräytyy kantapiirissä olevan bufferiasteen ja emitteripiirissä olevan 10 Ohm vastuksen perusteella. Luonnollisesti lepovirta vaihtelee hieman lämpötilan funktiona mutta pysyy järkevällä alueelle... Itse asiassa nyt palautuu mieleen miksei ottoasteen virtageniksissä ole kompensointia! Syy on se että siellä tapahtuva virran putoaminen lämpötilan funktiona kumoutuu jännitevahvistusasteessa jonka virta siis pysyykin lähes vakiona.

Jännitevahvistusasteen vahvistuskerroin on melko suuri, 3900/10 = 390 mikä johtuu (jälleen kerran) suoraan kollektori- ja emitterivastusten suhteista. Kytkentä kylläkin toimisi ilman kollektoreilla olevia 3,9 k vastuksia mutta silloin avoimen silmukan vahvistus kasvaisi tarpeettoman isoksi. Tässä kohtaa olen siis jälleen rajoittanut sitä paikallisella takaisinkytkennällä. 75 mA lepovirralla aste säilyy mukavasti A-luokassa vaikka sillä ajettaisiin melko isojen fettien hilakapasitansseja. Ääritilanteessa aste saattaisi ehkä siirtyä hetkeksi AB-luokkaan mutta se ei aiheuttaisi sen kummempaa ongelmaa. Tähän kohtaan kaivattaisiin kylläkin LTSpicen transienttianalyysiä ja niitä vanhoja muistiinpanoja jotta asia voitaisiin kunnolla todistaa. Samaten hehkuttamani kaskadiasteen nopeus kaipaisi simulointituloksia. Palailen siis tähän yksityiskohtaan myöhemmin sillä alkuperäinen kytkentä on piirretty jollain ikivanhalla DOS-Orcadilla ja pitää siis piirtää uudestaan jotta saa simuloinnit tehtyä.

Tuossa positiivisen ja negatiivisen puoliskon välissä on päätefettien biasointipiiri joka on vaihtojännitteiden suhteen oikosuljettu 100 nF konkalla eli ei siis vaikuta varsinaiseen vahvistukseen tai vaihtovirtakäytökseen mitenkään. Siihenkin palailen vielä myöhemmin...

Proto löytyi kaapin päältä joten otinpa siitä pari kuvaa.

Lähikuvasta huomataan että bias-asetusfetti on vedetty piirikortilta yhteen päätefettiin kiinni siinä toivossa että sen lämpötilan pitäminen lähellä päätefetin lämpötilaa auttaisi pitämään lepovirran kurissa. En kyllä millään muista miten siinä kävi... Epäilen että proto joutui kaapin päälle pölyttymään koska lämpötilakäytös ei ollut ihan toivottua.

Niin joo, rakenne on muuten ihan asiallinen mutta kaiutinterminaalit ovat luokkaa "naurettava".

DC-estopiiri ja virtakykin yms. vielä puuttuvat ja kanaviakin on vain yksi.

Kahdella powerilla ruokittuna ... siis kantavastukselle oma 24V ja kollektorille säädettävä poweri niin vakiovirtageneraattori on nimensä mukainen ja kollektorivirta pysyy muutaman mikroampeerin sisällä 1.6 voltista ylöspäin ... mittasin 30V asti.
Ja asiasta toiseen ... niin tuo fettien hilakapasitanssi ei ole niin paha ohjattava kun aluksi näyttää. Seuraahan source siellä hilan perässä .. toki g-s jännite muuttuu mutta jyrkällä fetillä vähemmän kun loivalla. Aluksi (siis oman protoni kanssa vuonna 2001) simuloin tai laskin sitä rc-piirinä ja meinasin ylimitoittaa driverit kun näytti siltä ettei haluttuun ylärajataajuuteen tahdo päästä millään. Mulla on nyt tuo fettejä ajava Z jossakin hieman yli 400 ohm ja tehty suoraan putkilla. Riston vastakytketyssä sitten varmaan varausvauhtia täytyy olla paremmin ettei saa ylemmillä taajuuksilla vaihevirhettä ja mahdollista värähtelyä aikaiseksi.

Heh, päässälaskettua virtageniksen lähtöimpedanssi on jossain 10 MOhm suuruusluokassa. Varsin hyvä siis.

Aivan, source-followeriksi kytkettyä push-pull päätefettiparia voi ajaa audiotaajuuksilla menestyksellisesti kohtalaisen isosta lähtöimpedanssista. Tarkistan vielä vanhoista simulaatioista mitä olin tuossa tavoitellut mutta tuolla driverilla kaistanleveys ulottuu radiotaajuuksiin helposti eikä kompensointi ollut triviaali. Ihan eka versio värähtelikin aluksi kunnes vähän himmailin kompensointiketjuja ja lisäsin Zobelin outputtiin. Mutta tässä on juuri se pointti millä transistorivahvistin saadaan toimimaan hyvin vaikka globaalia takaisinkytkentää on kohtalaisesti. Tässä se on suunnilleen 260 eli n. 48 dB joka on vielä maltillinen mitä kaistanleveys taas ei välttämättä ole... Siitä tarkemmin myöhemmin.

Jatketaan taas hiukan.

Pääteaste eli feteistä koostuva virtavahvistinaste on vielä jäljellä. Tässä tavoittelin alunperin vaihtoehtoista toteutusta halvemmilla vertikaalifeteillä sillä Hitachin lateraalifetit olivat tehoonsa nähden melko arvokkaita. Sitäpaitsi vertikaalifeteillä oli jo tehty toimivia päätevahvistimia, tosin huomattavasti pienempitehoisempia ja/tai A-luokassa toimivia melko yksinkertaisia kytkentöjä. Näitä oli jopa IR:n datakirjassa applikaatioesimerkkinä ja päällepäätteeksi IRF530 / IRF9540 näyttivät olevan melko hyvin sopiva komplementtipari. Huonona piirteenä vertikaalifeteissä oli ehkä vain isompi Vgs joten tarvittaisiin isompi käyttöjännite jännitevahvistusasteeseen jos haluttiin kohtalainen hyötysuhde ja toisaalta rajoittaa päätefettien käyttöjännite niiden maksimin alapuolelle.

Ensimmäisessä liitekuvassa on kahdesta P-kanavaisesta ja kahdesta N-kanavaisesta fetistä koostuva virtabufferi. Kuten näkyy, olen jättänyt jopa source-vastukset pois kun siten sai simuloinneissa aikaan kaikkein pienimmän lähtöimpedanssin. Tässä oli ensimmäinen suunnitteluvirhe tämän kohdalla. Perinteisessä transistorivahvistimessahan sopivan kokoisilla emitterivastuksilla pystytään rajoittamaan PN-liitoksen lämpötilakertoimesta johtuvaa virran nousua lämpötilan noustessa. Jos asiaa ei oteta huomioon, kohoava lämpötila itse asiassa kasvattaa virtaa entisestään ja seurauksena on lämpöryntäykseen johtava noidankehä. Toinen hyöty source-vastuksesta on se että kytkettäessä useita FETtejä rinnan, vastukset tasaavat virtaa niiden välillä jos niiden Vgs-käytöstä ei ole tarkkaan sovitettu etukäteen.

No, FETit ovat onneksi lämpötilariippuvuudeltaan hieman erilaisia bipolaaritransistoreihin verrattuna sikäli että niiden Vgs:n lämpötilakerroin kääntyy negatiiviseksi jollain drain-virran tasolla eli lämpöryntäys ei ole siinä mielessä ihan niin todennäköinen kuin bipolaaritransistoreilla. Kun ensimmäinen proto käyttäytyi kuitenkin tässä suhteessa erinomaisen huonosti, tein bias-säätöön muutoksen jossa vaihdoin siinä olleen bipolaaritransistorin FETiksi jotta sain bias-säädön edes periaatteessa seuraamaan päätefettien käyttäytymistä. Tandemiksi kiinnitetty FET näkyikin jo aiemman postauksen kuvassa ja toisessa liitekuvassa on kyseinen kytkennän osa. Uffe taisi huomata siitä jo toisenkin suunnitteluvirheen joka aiheuttaa pääteasteen bias-virran karkaamisen pilviin jos säätötrimmeri sattuu pätkimään. Eihän trimmerit koskaan pätki, eihän...

Aloin aikoinaan epäillä parannetunkin kytkennän toimintaa ja tutkailin tarkemmin vertikaalifettien ja lateraalifettien datalehtiä. Useammissa artikkeleissa oli kyllä jo viitattu lateraalifettien helppoon lämpötilahallintaan mutta asia piti itse löytää ja ymmärtää että sen otti todesta. Loput kaksi liitekuvaa on IRF530:n (eli vertikaalifetin) ja vastaavan lateraalifetin datalehdestä otettu käyrä joka näyttää Drain-virran muutoksen Vgs:n eli hilajännitteen funktiona kahdessa tai useammassa eri lämpötilassa. Verrataanpa kuumassa ja viileässä saatujen käppyröiden risteyskohtaa. Vertikaalifetillä ne risteävät melko isolla virralla, luokkaa 7 A kun taas lateraalifetillä risteyskohta on tässä tapauksessa 0,2 A. Tässä on koko homman ydin: Lateraalifetin lämpötilan nousu katkeaa itsekseen 0,2 A kohdalla jos Vgs asetettu sopivasti ja pidetään vakaana! Jos lämpötila pyrkii nousemaan, drain-virta alkaa pudota eikä kasva. Näin käy vaikka lepovirta olisi asetettu johonkin muuhun pisteeseen kuin ideaaliseen 0,2 A tasoon mutta 0,2 A on tässä tapauksessa paras koska lepovirta ei silloin heilahtele lainkaan kuormitustilanteen muuttuessa. Pääteaste ei siis joudu vahingossa AB-luokasta B-luokkaan eikä toisaalta lämpöryntäystäkään tarvitse pelätä.

Vertikaalifetilläkin on tuo ideaalinen piste johon se mielellään hakeutuu mutta kun se pahus on 7 A paikkeilla niin lopputulos ilman source-vastuksia ei voi olla mitään hyvää. Ajatelkaa 7 A 100 V käyttiksien yli... Pooof....

Ehkä biasoinnin ja lämmönhallinnan voisi saada toimimaan vertikaalifeteilläkin mutta se vaatisi fiksun DC-servopiirin jossa olisi lisäksi lämpötilan mittaus tai ainakin kytkentä joka seuraisi lepovirtaa tietyssä ikkunassa nollan ylityksen kohdalla. Vaihto lateraalifetteihin lienee kuitenkin paras ratkaisu. Se noudattaisi täydellisesti tunnettua KISS-periaatetta ( = Keep It Simple, Stupid).

Periaatekytkentä

Tuosta minun alkuperäisestä kytkentäkaaviosta ei ehkä ihan ensisilmäyksellä erotu miten input, output ja takaisinkytkentä on sijoiteltu joten tässä selventävä kuva. Audiopäätevahvistinhan on oikeastaan yksi iso ja tehokas opari ja tässä periaatekuvassa varsinainen oparia vastaava osa on piirretty sellaiseksi jotta ulkoinen kytkentä on helpompi hahmottaa.

Inputissa on ensin DC-erotuksena neljän muovikonkan rinnankytkentä ja sen perässä RF-filtteri. RF-filtterin vastukset R12 ja R13 on mitoitettu sten että R12 + R13 = R14 tai ainakin lähelle jotta bias-virtojen vaikutus ei näy pahasti DC-offsettina.

Takaisinkytkentä on muuten ihan normaali ei-invertoiva kytkentä jonka vahvistus määräytyy vastusten R14 ja R26 suhteesta mutta siinä on alemmassa haarassa DC-vahvistuksen blokkaava kondensaattori joka muodostuu konkista C36 - C38. Tämän lisäksi piirikortilla on vielä offset-säätö trimmerillä R18 joka jäi nyt piirtämättä periaatekuvaan. Kaiutinlähdön DC-komponentti saadaan siis erittäin pieneksi ja myös pysyy pienenä ilman DC-servoa vaikka vahvistinkomponentit lämpenevät.

Inputin ja kaiutinlähdön maat on erotettu piirikortilla ja lisäksi etuasteiden käyttöjännitemaa on erotettu input-maasta 10R vastuksella R31. Tarkoituksena oli hakea johdotuksella paras ja häiriötön kytkentä. Kaiutinmaa oli tarkoitus vetää suoraan päätebufferin suotokonkkien yhdyspisteeseen. Todennäköisesti muun kytkennän onnistuessa R31 on turha mutta sen tarpeellisuus jäi vielä tarkemmin testaamatta.

Kaiutinlähdössä olevat komponentit L1, C31, R32 ja R46 stabiloivat vahvistimen kapasitiiviseen kuormaan. L1 joka näkyy selvästi protosta otetuissa kuvissa on käsin käämitty ilmakela.

Lopuksi kytkennästä erottuu yksi vahvistimen kompensointiketjuista RC1 + CC1 joka muodostaa takaisinkytkentäsilmukkaan yhden napa/nollaparin. Tästä enemmän seuraavassa postauksessa...

Tuo R31 voi olla tosi hyvä.. tekeehän se osittaisen "groundliftin" joka usein riittääkin niin ettei tulosignaalijohdossa kulje suuria nollasilmukasta johtuvia virtoja.

Löysin aikoinaan Wallinheimon Jukan kanssa tekemäni erikoistyön paperidokumentin ja skannasin sen. Tarkoitus oli liittää se tähän mutta serveri sallii vain alle 400 kB pdf-tiedostot ja tämä on n. 2 MB joten pitää jakaa se muuten.

Tässä pitäisi olla toimiva linkki:

HIFI-Päätevahvistimen Suunnittelu

Lueskelin itsekin lähes 30 vuoden takaisia sepustuksia läpi ja en ollut muistanutkaan kuinka paljon vaivaa tuli aikoinaan nähtyä. Jouduimme tekemään osan simulointimalleistakin Spiceen itse datalehtien perusteella kun kaikista komponenteista ei ollut valmiita saatavilla. Tämän seurauksena niistä tuli ehkä hieman turhankin pessimistisiä ja mittaukset osoittivat että vahvistin toimi osittain paremmin kuin simulaatioiden lupaukset. Toisaalta todella isoilla taajuuksilla piirikortin rajoitteet (induktanssit, hajakapasitanssit jne.) tulivat vastaan ja simulaatio erosi mittauksista yli 10 MHz taajuudella jo selvästi. Lähdeluettelokin on vaikuttava, mm 3 kpl Otalan artikkelia.

Taajuusvastemittaukset oli näköjään tehty oikein piirianalysaattorilla ja särömittaustakin oli yritetty missä oli tullut signaaligeneraattorin rajoitteet vastaan. Särömittaus muuten täsmäsi kolmannen ja neljännen harmoonisen kohdalla melko hyvin simuloituun mutta voimakkain 2. harmooninen oli mittauksessa selvästi simuloimalla saatua isompi. Taajuusvaste ulottui ilman Zobelia 1 MHz paikkeille minkä luulisi riittävän audiokäyttöön. Dokumentissa on myös huomautettu siitä että kompensointiin keksittiin vime tingassa parannus joka näkyy tuossa aloituspostauksen skemassa mutta tässä dokumentissa on simuloitu ja mitattu edellistä versiota. Muutokset on jälkeenpäin simuloitu ja koitan kaivaa nekin paperit vielä esiin jotta nähdään ylsikö Slew rate lopulta haluttuun 100 V/us arvoon. Minulla on hämärä muistikuva että näin todella kävi. Voi olla että mittasin senkin vielä jälkeenpäin.

@uffek: Jep, tuo oli nimenomaan ideana että ei anneta maavirtojen kulkea "väärää" reittiä. Jos tähtimaadoitus onnistuu hyvin niin erotusvastusta ei tarvita mutta pienikin epäideaalisuus powerissa heijastuu helposti isojen elkojen latausvirtapiikkien kuulumisena audiossa jos piikit pääsevät kulkemaan piirikortin maavedoissa.

Hehe, tulipa näköjään tuon paperin johdanto-osassa lauottua "totuuksia" putkivahvistimista ja muutamista muistakin hifi-harrastukseen liittyvistä aiheista nuoruuden innolla. Nykyään varmaan kirjoittaisin hiukan varovaisemmin. Silti tuo oli muuten ihan täyttä asiaa edelleen ja kuten tässä on jo tullut todettua, tämän pohjalta saisi tehtyä melkoisen hyvän vahvistimen.

Jos joku ihmettelee tuon yhden kuvan keikahtamista päälaelleen niin se johtuu Canonin kopiokoneesta jonka "puoliälykäs" skannaustoiminto keksi että kuva näyttää paremmalta noin päin.

Kompensointisysteemi on niin hyvin selitetty tuossa artikkelissa että se ei taida kaivata enää lisäselvennnystä jos jaksoi lukea asiaa käsittelevän luvun. Periaate on ollut jokaisessa asteessa se että dominoivaan napaan perustuvaa kompensointia ei ole käytetty vaan kaistaleveyttä on kasvatettu napa-nollakompensoinnilla aina kun se on mahdollista. Lopuksi on pidetty huoli siitä että vahvistuksen pudotessa stabiilisuusehto täyttyy hyvällä marginaalilla jotta vahvistin on vahvistin eikä oskillaattori.

Lisäys: Laitoin tähän postaukseen liitteeksi vielä kuvan jossa ottoasteen kompensointiketjut on korostettu. Jännitevahvistusasteen inputissa alunperin ollut ketju on siis tässä siirretty ottoasteen kollektoripiireihin differentiaaliseksi mikä paransi yllättävän montaa ominaisuutta. Samoin tarkkaavainen lukija saattoi huomata että kakkosasteen lepovirtaakin on voitu pienentää 100 mA arvosta 75 mA:iin.

Ja vielä yksi seikka joka selvisi tuosta erikoistyöstä: Aiemmissa postauksissa laskin karkeasti vahvistimen takaisinkytkennän määrää kollektori- ja emitterivastusten suhteista. Laskutapa on muuten oikea mutta kun emitterivastukset pienenevät niin jossain kohtaa transistorin sisäinen emitteriresistanssi alkaa vaikuttaa. Todellinen takaisinkytkentä on siis tästä syystä jonkin verran karkeasti laskemaani pienempi ja oikea arvo löytyy erikoistyöstä.